超聲技術是醫療診斷和其他應用中廣泛使用的無創工具，已經從靜態圖像轉向動態圖像，從黑白呈現轉向彩色多普勒圖像。這些重要的增強功能很大程度上歸功于數字超聲技術的引入。雖然這些進步提高了超聲成像的有效性和多功能性，但對于這些系統來說，通過前端超聲探頭和驅動探頭并捕獲返回信號的模擬前端(AFE)的進步來提供更高的圖像質量同樣重要。

　　噪聲是實現這種改善圖像質量的障礙之一，因此設計目標是提高系統的信噪比(SNR)。這部分可以通過解決系統中各種電源軌引起的噪聲來實現。請注意，這種噪聲不是單個簡單的實體。相反，它具有各種特征和屬性，這些特征和屬性決定了它最終如何影響系統性能。

　　本文將介紹超聲成像的基本原理，然后重點介紹影響圖像質量的不同因素，主要是來自電源的噪聲。它將使用來自 DC-DC 穩壓器的設備 ADI公司 作為電源組件的例子，可以大大提高SNR和其他方面的超聲系統性能。

　　超聲成像基礎知識

　　這個概念很簡單：產生一個尖銳的聲脈沖，然后在遇到障礙物或器官之間的各種界面及其不同的聲阻抗時“聆聽”它的回波反射。通過重復執行這些脈沖返回序列，反射可用于創建反射表面的圖像。

　　對于大多數超聲模式，壓電換能器陣列發送有限數量的波周期(通常為兩到四個)作為脈沖。每個周期中這些波的頻率通常在2.5至14兆赫茲(MHz)的范圍內。該陣列通過類似于相控陣射頻天線的波束成形技術進行控制，因此可以聚焦和控制整個超聲脈沖以創建掃描。然后，換能器切換到接收模式，以感測來自體內的反射波的返回。

　　請注意，發射/接收定時比通常約為 1%/99%，脈沖重復頻率通常在 1 到 10 kHz 之間。通過定時脈沖從其傳輸到接收的回波并了解超聲能量在身體組織中傳播的速度，可以計算從換能器到反射波的器官或界面的距離。返回波的振幅決定了經過相當多的數字后處理后分配給超聲圖像中反射的像素的亮度。

　　了解系統要求

　　盡管基本原理在概念上很簡單，但完整的高端超聲成像系統是一個復雜的設備(圖 1)。系統的最終性能在很大程度上取決于傳感器和模擬前端(AFE)，而數字化反射信號的后處理允許算法來增強這種情況。

　　毫不奇怪，各種類型的系統噪聲是圖像質量和性能的限制因素之一，同樣類似于數字通信系統中考慮誤碼率(BER)與SNR。

　　圖 1：完整的超聲成像系統是大量模擬、數字、電源和處理功能的復雜組合;AFE 定義了系統性能的邊界。(圖片來源：ADI公司)

　　壓電換能器陣列和有源電子器件之間有一個發射/接收(T/R)開關。該開關的作用是防止驅動傳感器的高壓發射信號到達并損壞低壓接收側AFE。接收到的反射經過放大和調理后，被傳遞到AFE的模數轉換器(ADC)，在那里進行數字化并經過基于軟件的圖像處理和增強。

　　超聲系統的每種不同成像模式對動態范圍(因此SNR)或噪聲要求都有不同的要求：

　　對于黑白圖像模式，需要70分貝(dB)的動態范圍;本底噪聲很重要，因為它會影響在遠場中看到最小超聲回波的最大深度。這稱為穿透，這是黑白模式的關鍵特征之一。

　　對于脈搏波多普勒(PWD)模式，需要130 dB的動態范圍。

　　對于連續波多普勒(CWD)模式，需要160 dB。請注意，1/f噪聲對于PWD和CWD模式尤為重要，因為這兩個圖像都包含低于1 kHz的低頻頻譜元素，并且相位噪聲會影響高于1 kHz的多普勒頻譜。

　　這些要求不容易滿足。由于超聲換能器頻率通常在1 MHz至15 MHz之間，因此會受到該范圍內任何開關頻率噪聲的影響。如果PWD和CWD頻譜(從100 Hz到200 kHz)存在互調頻率，則明顯的噪聲頻譜將出現在多普勒圖像中，這在超聲系統中是不可接受的。為了獲得最大的系統性能和圖像質量(清晰度、動態范圍、無圖像斑點和其他品質因數)，重要的是要查看導致信號質量損失和SNR下降的源。

　　第一個是顯而易見的：由于衰減，來自身體深處組織和器官(如腎臟)的回報遠遠弱于來自靠近換能器的那些。因此，反射信號被AFE“增益”，使其盡可能多地占據AFE的輸入范圍。為此，使用自動增益控制(AGC)功能。此AGC功能類似于無線系統中使用的功能，其中AGC評估無線RF接收信號強度(RSS)，并在數十分貝的跨度內動態補償其隨機，不可預測的變化。

　　但是，超聲應用中的情況與無線鏈路的情況不同。相反，路徑衰減是近似已知的，聲能傳播速度的速度也是已知的——軟組織中為每秒1540米(m/s)，或比空氣中傳播速度快約5倍，約為330米/秒——因此衰減率也是已知的。

　　基于這些知識，AFE使用可變增益放大器(VGA)，該放大器被布置為時間增益補償(TGC)放大器。該VGA的增益為線性dB，其配置使得線性與時間斜坡控制電壓增加增益與時間的關系，以在很大程度上補償衰減。這最大限度地提高了信噪比和AFE動態范圍的使用。

　　噪聲類型及其解決方法

　　雖然體內和患者引起的信號噪聲超出了超聲系統設計人員的控制范圍，但必須管理和控制內部系統噪聲。為此，重要的是要了解噪聲類型、它們的影響以及可以采取哪些措施來減少它們。主要關注領域是開關穩壓器噪聲;信號鏈、時鐘和電源引起的白噪聲;以及與布局相關的噪音。

　　開關穩壓器噪聲：大多數開關穩壓器使用簡單的電阻來設置開關頻率。該電阻器標稱值的不可避免地容差引入了不同的開關頻率和諧波，因為不同獨立穩壓器的頻率相互混合和交叉調制?？紤]到即使是精度為1%的嚴格容差電阻，也會導致400 kHz DC-DC穩壓器中的諧波頻率為4 kHz，從而使諧波更難控制。

　　更好的解決方案是選擇具有同步功能的開關穩壓器IC，該IC通過其封裝引腳上的SYNC連接實現。利用此功能，外部時鐘可以將信號分配給各個穩壓器，以便它們都以相同的頻率和相位切換。這消除了標稱頻率和相關諧波產物的混合。

　　例如， LT8620 是一款高效率、高速同步單芯片降壓型開關穩壓器，可接受高達 65 V 的寬輸入電壓范圍，靜態電流僅為 2.5 微安 (μA)(圖 2)。其低紋波“突發模式”操作可實現低至極低輸出電流的高效率，同時將輸出紋波保持在 10 毫伏 (mV) 峰峰值以下。SYNC引腳允許用戶建立與200 kHz至2.2 MHz外部時鐘的同步。

　　圖 2：高效 LT8620 降壓型開關穩壓器包括一個 SYNC 引腳，因此其時鐘可與其他系統時鐘同步，從而最大限度地降低時鐘互調效應。(圖片來源：ADI公司)

　　另一種技術是使用開關穩壓器，該穩壓器采用隨機擴頻時鐘將產生的電磁干擾(EMI)分布到更寬的頻段，從而降低其在任何特定頻率下的峰值。雖然對于一些SNR不太重要且更關心滿足EMI要求的應用來說，這是一個有吸引力的解決方案，但它會在更廣泛的頻譜上產生的諧波中引入不確定性，使其更難控制。例如，出于EMI考慮，開關頻率擴展為20%，導致400 kHz電源中的諧波頻率介于0至80 kHz之間。因此，雖然這種降低EMI“尖峰”的方法可能有助于滿足相關的監管要求，但對于超聲設計的特殊SNR需求，它可能適得其反。

　　恒定頻率的開關穩壓器有助于避免此問題。ADI公司的靜音開關穩壓器和μModule穩壓器系列具有恒定頻率開關功能。同時，它們通過可選擇的擴頻技術提供EMI性能，以提供出色的瞬態響應，而不會引入與擴頻相關的不確定性。

　　靜音開關穩壓器系列也不僅限于低功耗穩壓器。例如， LTM8053 為 40 V在 (最大值)、3.5 A連續、6 A峰值降壓穩壓器，包括開關控制器、電源開關、電感器和所有支持組件。只需輸入和輸出濾波電容即可完成設計(圖 3)。它支持 0.97 至 15 V 的輸出電壓范圍和 200 kHz 至 3 MHz 的開關頻率范圍，每個范圍均由單個電阻器設置。

　　圖 3：靜音開關器系列的 LTM8053 成員可提供 3.5 A 連續電流/6 A 峰值電流;它接受 3.4 至 40 V 的輸入，可在 0.97 至 15 V 的寬范圍內提供輸出。(圖片來源：ADI公司)

　　LTM8053 獨特的封裝有助于保持低 EMI 以及較高的電流輸出。靜音開關器 μModule 穩壓器中的銅柱倒裝芯片封裝有助于降低寄生電感并優化尖峰和死區時間，從而在小型封裝中實現高密度設計和大電流能力(圖 4)。如果需要更大的電流，可以并聯多個LT8053器件。

　　圖 4：LTM8053 (和其他靜音開關器件)集成了一個銅柱倒裝芯片，從而在小型封裝中實現了高密度設計和大電流能力，同時最大限度地降低了寄生電感。(圖片來源：ADI公司)

　　靜音開關穩壓器的技術和拓撲結構不僅限于單輸出穩壓器。這 LTM8060 是四通道，40 V在 靜音開關 μModule 穩壓器，具有可配置的 3 A 輸出陣列(圖 5)。它的工作頻率高達 3 MHz，采用緊湊型(11.9 mm × 16 mm × 3.32 mm)包覆成型球柵陣列 (BGA) 封裝。

　　圖 5：LTM8060 是一款四通道 μModule 可配置陣列，每通道輸出 3 A，采用緊湊封裝，尺寸僅為 11.9 mm×16 mm × 3.32 mm(圖片來源：ADI公司)

　　這種四通道器件的一個有趣方面是，其輸出可以以不同的配置并聯，以滿足不同的負載電流需求，最高可達 12 A(圖 6)。

　　圖 6：LTM8060 的四個 3 A 輸出可以布置在不同的并聯配置中，以滿足應用的 DC 電源軌要求。(圖片來源：ADI公司)

　　總之，靜音開關穩壓器在噪聲、諧波和熱性能方面具有許多優勢(圖 7)。

　　圖 7：所示是靜音開關穩壓器系列相對于重要設計角度的關鍵屬性。(圖片來源：ADI公司)

　　白噪聲：超聲系統中也有許多白噪聲源，這會導致背景噪聲和圖像“斑點”。這種噪聲主要來自信號鏈、時鐘和電源。在敏感模擬元件的電源引腳上增加一個低壓差(LDO)穩壓器可以解決這個問題。

　　ADI的下一代LDO穩壓器，如 LT3045，具有約 1 μV(μV) rms(10 Hz 至 100 kHz)的超低噪聲水平，并在 260 mV 的典型壓差電壓下提供高達 500 mA 的電流輸出(圖 8)。工作靜態電流標稱值為2.3 mA，關斷模式下降至遠低于1 μA。其他低噪聲LDO可提供200 mA至3 A的電流。

　　圖 8：LT3045 LDO 穩壓器以其在 200 mA 至 3 A 電流范圍內約 1 μV rms 的超低噪聲而著稱(圖片來源：ADI公司)

　　電路板布局：在大多數印刷電路板布局中，來自開關電源的大電流信號走線與相鄰的低電平信號走線之間存在沖突，因為來自前者的噪聲會耦合到后者中。這種開關噪聲通常是由輸入電容、頂部MOSFET、底部MOSFET和布線、布線和鍵合引起的寄生電感產生的“熱回路”產生的。

　　標準解決方案是增加緩沖電路以減少電磁輻射，但這會降低效率。靜音開關電源架構通過使用雙向輻射創建相反的熱回路(稱為“分離”)來提高性能并保持高效率，從而將 EMI 降低約 20 dB(圖 9)。

　　圖 9：通過建立分離電流路徑的相對“熱回路”，靜音開關可將 EMI 顯著降低約 20 dB。(圖片來源：ADI公司)

　　效率與噪聲

　　如果在電源噪聲與潛在效率之間進行權衡，那么超聲應用中對超低噪聲的需求似乎應該占上風。畢竟，在“大局”系統級別，再增加幾毫瓦的耗散應該不會成為太大的負擔。此外，為什么不增加換能器脈沖的能量來增加脈沖信號強度，從而增加反射的信噪比呢?

　　但這種權衡還有另一個復雜性：手持式數字探頭的自發熱，該探頭包含換能器、壓電元件驅動器、AFE 和其他電子電路。探頭的一些電能在壓電元件、透鏡和背襯材料中耗散，從而導致換能器發熱。隨著換能器頭中聲能的浪費，這將導致探頭發熱和溫度升高。

　　探頭表面允許的最高溫度是有限制的。IEC 標準 60601-2-37(修訂版 2007)將換能器傳輸到空氣中時將此溫度限制為 50°C，在傳輸到合適的模型(標準身體模擬器)時限制為 43°C;后一個限制意味著皮膚(通常在33°C)最多可以加熱10°C。因此，傳感器加熱是復雜傳感器的一個重要設計考慮因素。這些溫度限制可能會有效地限制可以使用的聲學輸出，與可用的直流功率無關。

　　結論

　　超聲成像是一種廣泛使用、無價、無創且無風險的醫學成像工具。雖然基本原理在概念上很簡單，但設計一個有效的成像系統需要大量復雜的電路，以及多個直流穩壓器為其各種子電路供電。這些穩壓器和相關功率必須高效，但由于反射聲信號能量具有極端的SNR和動態范圍要求，因此噪聲也必須非常低。如圖所示，ADI公司的LDO和靜音開關IC滿足這些要求，而不會影響空間、EMI或其他關鍵屬性。